圖4 電路的波長與雜散模

GCPW也是毫米波頻段常用的傳輸線技術(shù)，具有較小的輻射損耗，其輻射損耗及電路總損耗也具有與微帶線相類似的特性。電路的總損耗由于頻率的升高而變大，特別是在毫米波頻段電路損耗值的大小對于電路性能尤為重要。選用較薄的電路材料可以降低微帶傳輸線在毫米波頻段應(yīng)用中的寄生雜散模和輻射損耗。較低的介質(zhì)損耗材料，較光滑的材料銅箔可降低電路總的損耗值，進(jìn)一步優(yōu)化電路在毫米波頻段下的性能。高介電常數(shù)會減小電路線寬，降低雜散模式的產(chǎn)生，但更窄的線寬使加工難度增加、一致性降低，容易增大批次間的波動。

3.信號饋入的優(yōu)化

毫米波頻段傳輸線的良好線路設(shè)計和選材可使電路的性能得到優(yōu)化，但要實現(xiàn)更好的性能，傳輸線的信號饋入設(shè)計也是非常重要的一個方面。信號饋入設(shè)計屬于電路匹配設(shè)計的范疇，良好的饋入設(shè)計可使信號能量無損耗和無反射的流入電路中，進(jìn)一步提升的電路性能。

3.1 微帶線的信號饋入

微帶線和GCPW的信號導(dǎo)體均在電路表層，它們的信號饋入示意圖如圖5所示。當(dāng)連接器的中心導(dǎo)體PIN與信號導(dǎo)體完全連接時，增加了信號饋入點出的電容性。由傳輸線理論可以知道，微帶線的特性阻抗與電路的感抗成正相關(guān)，與容抗呈反相關(guān)。電路中電容性的增加會使線路的阻抗降低，而電容性的減?。姼行栽黾樱咕€路的阻抗增加。當(dāng)饋入點處呈現(xiàn)較大的電容性時，可以通過減小饋入點處線路面積來減小電容，使其滿足50Ω的完全匹配；同樣，當(dāng)饋入點處呈現(xiàn)電感時，通過增大饋入點處的面積來增大電容。梯形線或漸變線是常用的增大或減小電容的方式，GCPW的信號饋入也可以相同方式優(yōu)化。

圖5 微帶線/GCPW信號饋入示意圖

選取了Rogers的熱固性材料為例，制作電路進(jìn)行性能對比的實驗，如圖6所示。左圖是沒有進(jìn)行優(yōu)化之前的電路，其饋入點處阻抗遠(yuǎn)大于50Ω，呈現(xiàn)較大的電感性而處于失配狀態(tài)；此時電路的帶寬窄，回波損耗在6.8GHz處已達(dá)到-15dB；電路的插入損耗值也從6.8GHz開始出現(xiàn)較大的波動。而右圖是采用漸變線進(jìn)行優(yōu)化后的電路，其饋入點處的阻抗基本與50Ω相接近。此時電路的帶寬拓展至30GHz附近，而且其插入損耗也基本保持穩(wěn)定。因此正確處理電路饋入點電感性或電容性的設(shè)計，可以使微帶電路的性能得到了優(yōu)化。

圖6 微帶線信號饋入優(yōu)化對比

3.2 GCPW的優(yōu)化設(shè)計

GCPW的信號饋入的優(yōu)化設(shè)計與微帶線基本相同。但由于GCPW的結(jié)構(gòu)與微帶線結(jié)構(gòu)不同，GCPW兩側(cè)地平面過孔位置對其性能也存在顯著影響。選取Rogers的RO4350BTM材料設(shè)計不同GCPW傳輸線，如圖7所示。電路均采用相同的信號饋入設(shè)計，不同之處在于接地過孔的位置與間隔。從實際電路的測試看到，三個不同電路饋入點阻抗測試基本一致，具有較好的饋入點設(shè)計。可以看到#3電路具有很好的插入損耗特性和回波特性，電路帶寬能夠達(dá)到40GHz以上。而對于#1號電路，由于接地過孔位置與線路相隔較遠(yuǎn)，延長了信號回路路徑，使在信號回路中產(chǎn)生了寄生的電感或電容，從而導(dǎo)致性能惡化，電路帶寬只有約30GHz。而#2號電路的接地過孔位置相同，但減少了過孔的數(shù)量，導(dǎo)致兩個相鄰過孔之間并沒有形成良好的電壁而產(chǎn)生強(qiáng)反射；#2號電路的回波損耗和插入損耗帶寬僅有約13GHz。因此GCPW的接地過孔設(shè)計也是影響其性能的關(guān)鍵因素。通常，過孔的位置應(yīng)盡量靠近線路，過孔的間距不得大于最高工作頻率的1/4波長。