ADHV4702-1是一款精密220 V運算放大器。有了該器件，就不需要自舉傳統(tǒng)低壓運算放大器，220 V以下信號范圍的高壓設計得以簡化。如果應用需要更高電壓，那么可以應用自舉技術，輕松地將電路工作范圍增加兩倍以上。下面說明一個基于ADHV4702-1的500 V放大器設計示例。

電壓范圍

如上所述，擴展器電路的范圍在理論上是無限的，但存在如下一些實際限制：

?電源電壓和電流額定值

?電阻和場效應晶體管(FET)功耗

?FET擊穿電壓

直流偏置電平

首先，考慮提供給放大器的電源電壓。任何在器件額定電源電壓范圍內(nèi)的電壓都有效。然而，功耗是基于所選擇的工作電壓在放大器和FET之間分配。對于給定的原始電源電壓，運算放大器電源電壓越低，F(xiàn)ET中的漏源電壓(VDS)越高，功耗也相應地進行分配。應選擇適當?shù)倪\算放大器電源電壓，從而以最有利于散熱的方式在器件之間分配功耗。

其次，使用下式計算將原始電源電壓(VRAW)降低到放大器期望電源電壓(VAMP)所需的分壓比：
VRAW/VAMP = (RTOP + RBOT)/RBOT

其中，RTOP為頂部電阻，RBOT為底部電阻。

對于下例，考慮運算放大器標稱電源電壓為±100 V。對于需要±250 V擺幅范圍的應用，通過下式計算分壓比：

分壓比 = 250 V/100 V = 2.5或2.5:1

然后，使用便于獲得的標準值電阻設計電阻分壓器，盡可能接近地實現(xiàn)此分壓比。請注意，由于涉及高電壓，電阻功耗可能比預期要高。

靜態(tài)功耗

對于所選電阻值，應選擇能夠應對相應靜態(tài)功耗的電阻尺寸。相反，如果電阻的物理尺寸受限，應選擇適當?shù)碾娮柚祦韺⑸嵯拗圃陬~定范圍內(nèi)。

在該示例中，RTOP達到150 V，RBOT達到100 V。使用額定功率為1/2瓦的2512電阻，設計必須將每個電阻器的功耗(V2/R)限制在0.5 W以下。計算每個電阻的最小值，如下所示：

RTOP = (150 V)2/0.5 W = 45 kΩ(最小值)

RBOT = (100 V)2/0.5 W = 20 kΩ(最小值)

將較高值電阻(45kΩ)作為功耗的限制因素，RBOT值產(chǎn)生一個2.5:1分壓器，同時觀測靜態(tài)功耗限值為
RBOT = RTOP/1.5 = 30 kΩ

其功耗為(100 V)2/30 kΩ = 0.33 W。

瞬時功耗

考慮到電阻的瞬時電壓取決于放大器的輸出電壓以及電源電壓，本例中任何時刻每個分壓器上的電壓可能高達350 V(VCC = 250 V且VOUT = -100 V)。正弦輸出波形在VCC和VEE分壓器中產(chǎn)生相同的平均功耗，但任何非零平均輸出都會導致一個分壓器的功耗高于另一個分壓器的功耗。對于滿量程直流輸出(或方波)，瞬時功耗為最大功耗。

在此示例中，為將瞬時功耗保持在0.5 W以下，每個分壓器中兩個電阻之和(RSUM)不得小于以下值：
RSUM = (350 V)2/0.5 W = 245 kΩ

因此，電阻比為1.5:1(對于2.5:1分壓器)時，各個電阻的最小值如下：

?RTOP = 147 kΩ

?RBOT = 98 kΩ

FET選擇

承受最壞情況偏置條件所需的擊穿電壓主要決定FET的選擇;當輸出飽和，使得一個FET處于最大VDS，另一個FET處于最小VDS時，便可明白這一點。在前面的示例中，最高絕對VDS約為300 V，即總原始電源電壓(500 V)減去放大器的總電源電壓(200 V)。因此，F(xiàn)ET必須承受至少300 V電壓而不被擊穿。

功耗必須針對最壞情況VDS和工作電流來計算，并且必須選擇指定在此功率水平下工作的FET。